第四章级联型多电平中高压变频器的控制算法和控制策略
§4-1 PWM技术概述
自20世纪60年代开始，人们将通讯领域的调制技术引入到电力电子和交流传动领域，提出了正弦波脉宽调制（Sinusoidal Pulse Width Modulation——SPWM）的概念。由于PWM技术有效解决了逆变器输出电压调节过程中的低次谐波问题及其具有的方便灵活的特点，在交直流传动领域得到广泛应用，学术界的热情也有增无减，迄今为止，PWM技术仍是变频领域研究热点之一[6]。
PWM的基本依据是面积相等原理，即冲量（面积）相等的不同形状的窄脉冲加到惯性环节上时，其作用效果基本相同。这样就可以将需要输出的理想波形在时间轴上以相等的步长分解成一系列的等宽不等幅的窄脉冲，再利用面积相等原理将其变换成为一系列等幅不等宽的窄脉冲，通过桥式逆变电路输出到负载，其作用效果与直接输出一个连续的调制波信号到负载的作用基本相同。但由于经PWM 输出的是一系列的等幅的脉冲，用逆变电路实现极为方便[8] [17]。
4-1-1 PWM的类型
PWM的实现一般有两种方法：一种是计算法；另一种是比较法。所谓计算法就是采用积分的办T）内的调制波的面积计算出来，再除以输出的PWM波的幅值，从而得到PWM 法将一个开关周期（
c
的占空比；而比较法，则是利用等腰三角形的腰与高成正比的原理，利用三角波或锯齿波作为载波与调制波相比较，在两个波之间的交点处控制逆变桥电力电子器件的状态转换。比较法以其快速、不占用系统软件资源等优势在模拟时代占据了PWM实现方法的主流；近年来，由于数字技术的迅速发展和计算机功能的提高，计算法以其方便、灵活的特点成为PWM实现方法的主流。
PWM技术在电力电子领域的应用极其广泛，在不同的应用场合，应用不同的电路结构，采用不同的电力电子器件，对PWM的要求不同，相应PWM算法及侧重点也有所不同。按调制波形的不同PWM可分为正弦波PWM，非正弦波PWM；按波形的生成方式可分为波形调制类PWM，谐波消去PWM，效率最优PWM，最小转矩脉动PWM等；按照载波极性又可分为单极性PWM，双极性PWM；按载波比N变化与否可分为同步调制，异步调制，分段同步调制三种调制方式；按照载波类型可分为对称型PWM和非对称型PWM；按每个载波周期内调制波的取法又可分为规则采样PWM和自然采样PWM[6]。
对于高压变频调速技术来说，本质上是对低压通用变频器继承和发展。在级联型高压变频中，由于单元个数较多，线电压和相电压的电平数较多，其相电压每一级电平都由某一功率单元贡献，各个功率单元协调工作才合成了系统实际相电压PWM输出。因此级联型高压变频器PWM研制重点放在如何将电压的调制波信号分解到各个单元，即各个单元的调制波信号的获取以及各个功率单元载波信号的获
取方法。最初人们研究PWM调制策略时由于受很多条件约束，如电力电子器件开关频率，处理器运算水平等，大多采用的是调制波纵向分割技术。随着技术发展，现在的级联型高压变频器大都
采用调制波等比例分配，利用载波和调制波同时移相可以很轻易的使高压变频器达到高性能、低谐波的正弦波输出。
PWM 控制算法中常用到以下一些基本名称，在此作出说明。
c f ——载波的频率；r f ——调制波的频率；c ω——载波的角频率；r ω——调制波的角频率； c T ——载波周期；r T ——调制波周期；r U ——调制波电压；o U ——输出电压；
N ——载波比，载波频率与调制波频率的比值，r c N ωω/=；
M ——调制深度，调制波峰值与载波峰值的比值，cp rp U U M /=；
d m ——波形系数，系统输出线电压的峰值与相电压的峰值的比值，p p d U U m φ/1=；
D ——占空比，PWM 脉冲高电平（单极性调制）或正电平（双极性调制）的持续时间与总的载波周期的比值，C H T T D /=；
d U ——变频器的直流母线电压。
4-1-2 SPWM 调制的工作原理
调制类PWM 控制根据载波的不同可分为单极性PWM 控制方式和双极性PWM 控制方式[6] [18]，如图4.1所示。图4.1（a ）为单极性调制方式，其载波周期在调制波的正半周为正，在调制波的负半周为负，所以比较后得到的PWM 波形中，在调制波的正半周，其输出在0和d U +之间切换，在调制波的负半周，其输出在0和d U −之间切换。图4.1（b ）为双极性调制方式，不论在调制波的正半周还是在负半周，载波均为正负交替变化的，所以比较后得到的PWM 波形也是在d U +和d U −之间切换，中间没有0状态。
系统的PWM 计算是采用单极性还是双极性，是由系统的逆变电路的结构决定的，如果逆变桥能够输出0电位，则可以采用单极性或双极性调制方式，如果逆变桥无法实现0电平输出，则只能采用双极性调制方式。 从PWM 的角度讲，两种调制方式的效果基本相同。
（a ）单极性调制                                （b ）双极性调制
图4.1 PWM 调制的两种方式
Fig.4.1 The two fashion regard to PWM modulate
根据载波信号与调制信号是否保持同步，PWM 控制又可分为同步调制、异步调制和分段同步调制三种调制方式[18]。
所谓同步调制，是指在调制波变化的所有频率范围内，调制比N 一直保持不变的一种调制方式。同步调制的好处是在调速的全范围内都可以保持对称，输出谐波中的低次谐波可以得到消除。同步调制由于调制波的频率变化范围很大，例如当调制波频率要求在1～400Hz 之间变化时，其最大频率与最小频率相差400倍，所以载波频率也会相差400倍，电力电子器件的开关频率有一定的范围，当限定开关频率最高为12kHz 时，在调制波频率最低时，载波频率只有30Hz 。由于PWM 的输出谐波在c ω和c ω2附近有大量分布[6]，所以在调制波频率较低时，将给系统引入大量的较低频率的谐波。
为了消除上述同步调制的缺点，可以采用异步调制方式。顾名思义，异步调制时，在变压变频器的整个变频范围内，调制比N 不等于常数。一般在改变调制波频率r f 时，保持三角载波频率c f 不变，因而提高了低频时的载波比。这样输出电压半波内的矩形脉冲数可随输出频率降低而增加，相应地可减少
负载电动机的脉动转矩与噪声，改善系统的低频工作性能。当载波比N 随着输出频率的降低而连续变化时，它不可能总是3的倍数，势必会给系统引入大量的低次谐波，偶次谐波和余弦项都将存在，使输出电压的波形及相位都发生变化，难以保持三相输出的对称性，可能引起电动机工作的不平稳。
鉴于两种调制方式的不足，可以将异步调制与同步调制结合起来，成为分段同步调制方式，实用的SPWM 变压变频器多采用这种方式。在一定频率范围内采用同步调制，可保持输出波形对称的优点，但频率降低较多时，如果仍保持调制比N 不变的同步调制，输出电压谐波将会增加。为了避免这个缺点，可使载波比分段有级地加大，以采纳异步调制的长处，这就是分段同步调制方式。具体地说，把整个变频范围划分成若干频段，在每个频段内都维持调制比N 恒定，而对不同的频段取不同的N 值，频率低时N 值取大些，一般大致按等比级数安排。
不论是同步调制还是异步调制，为了使逆变器输出尽量接近正弦波，应尽可能增大调制比，但若
从电力电子开关器件本身的允许开关频率来看，调制比又不能太大，N 值应受到下列条件的制约[19]：
r
f N 最高的调制波频率　的开关频率电力电子开关器件允许≤ 上式中的分母实际上就是SPWM 变压变频器的最高输出频率。另外，为保证主电路开关器件的安全工作，必须使调制的脉冲波有个最小脉宽
与最小间歇的限制，以保证最小脉冲宽度大于开关器件的导通时间on t ，而最小脉冲间歇大于器件的关断时间off t 。在脉宽调制时，为了保证最小间歇时间大于器件的关断时间，必须使rp U 低于三角载波的峰值cp U 。在理想情况下，调制深度M 值可在0～1之间变化，以调节逆变器输出电压的大小，实际上，M 总是小于1的，在N 较大时，一般取最大值的0.9~8.0=M 。
§4-2 级联型多电平变频器PWM 调制技术
4-2-1 多电平逆变器的调制波纵向分割方法
功率单元级联型多电平高压变频技术中，线电压和相电压的电平数较多，其相电压中的每一级电平都是由某一个功率单元贡献的，各个功率单元协调工作才合成了系统实际的相电压的PWM 输出。
下面以两个功率单元为例说明调制波纵向分割调制方法[6] [20]。
图4.2为采用单极性调制方式，调制波信号的正负半周分别与两组载波（分别属于两个功率单元）相比较，从而产生四级PWM 信号。在正弦调制波与三角载波相交的时刻，如果正弦波的幅值大于某个三角波的值，则开通相应的开关器件，否则，关断该器件。为了使N 个三角载波所占的区域是连续的，它们在空间上紧密相连且整个载波集对称分布于零参考的正负两侧。
图4.2调制波纵向分割
Fig.4.2 The modulate waveform portrait division
4-2-2 载波移相SPWM 调制方法
三角载波水平移相SPWM 调制法(Triangular carrier-based phase-shifting SPWM)是特别适合于级联多电平逆变器的SPWM 方法。每个模块的SPWM 脉冲信号由三角载波和正弦调制波比较产生，每相所有模块的正弦调制波都相同，但相邻模块的载波之间存在相移角，这就使得各模块产生的SPWM 脉冲的基波相位、幅值均相同，但脉冲不重合，故各模块的最终叠加输出电压的等效开关频率大大提高。因此可在不提高开关频率的前提下，减少输出谐波[6] [12] [18] [20]。
调制波等比例分配技术就是根据每相的功率单元数目K ，将相电压的调制波信号均匀分配给各个功率单元，每个功率单元承担的电压为总的相电压的1/K 。
设逆变器的u 相的电压为：t U u u u ωsin =； 则u 相中的每个功率单元的调制波信号均为：）  ，２，    （　K x t K
U u u ux L 1sin ==
ω
相当于保持调制波的频率和相位不变，将总的相电压调制波的幅值减小为1/K 分配给各个功率单元，各功率单元经过PWM 变换后叠加而成的PWM 波的基波成分仍为t U u u u ωsin =，这样可以保证各个功率单元的功率是均衡的。
本节以H 桥逆变电路为研究度对象，为了下面分析方便，将功率单元原理图重新绘制，如图  4.3所示。为叙述方便，在此定义其输出为u 和v 。
图4.3 H 桥功率单元的结构
Fig.4.3 The structure of H bridge power cell
图4.3所示的功率单元采用的是单相全桥逆变电路，故调制方式一般均采用单极性PWM ，其PWM 实现方法有两种：单桥控制方式和双桥控制方式。
1． 单桥控制方式
图4.4所示为单桥控制方式，如果在输出电压的正半周让VT 4一直保持导通状态，VT 3关断，图中正半周的PWM 完全由VT 1和VT 2来完成，当输出高电平时，让VT 1导通，当输出为0电平时，让VT 1关断，VT 2导通，这种方式称之为单桥控制方式。
图4.4单桥控制方式
Fig.4.4 Monopolar bridge control manner
单桥控制方式两桥臂电力电子器件的开关频率是不一致的，按照上述控制方式，VT 3和VT 4两个
电力电子器件的开关频率为r f ，而VT 1和VT 2两个电力电子器件的开关频率为c f ，与载波频率相同。modulate
2． 双桥控制方式
相对于单桥控制方式，另一种实际应用中更多的是双桥控制方式，设图4.3中uv 间输出的调制波电压为 t U u r uvr ωsin =；
可以将其分解为两个函数：t U u r r u ωsin 21o =；t U u r r ωsin 2
1vo −=。 将以上两式分别用两个桥臂来实现，两个桥臂采用双极性调制方式，如图3.22所示。图中，两个
桥臂的调制波信号幅值与图4.4相比减小了一半，其相位相差1800，
两个桥臂输出的双极性PWM 波uo u 和o u v 如图4.5（c ）和（d ）所示。两桥臂输出的电压相减后得到u 、v 两输出端的PWM 波uv u 同样还是单极性PWM 信号，如图4.5（e ）所示。
图4.5 双桥控制方式
Fig.4.5 Double bridges control manner

版权声明：本站内容均来自互联网，仅供演示用，请勿用于商业和其他非法用途。如果侵犯了您的权益请与我们联系QQ:729038198，我们将在24小时内删除。