LLC  谐振变换
英文原文：杨波的博士论文，全文已上传至bbs.hqeepower
Hqeepower 译
4．1 简介：
在前面的章节中，讨论了前端DC/DC变换的技术热点和趋势。这一应用的主要驱动力就是高功率密度，高效率和高功率。维持时间的要求对系统性能构成很大的挑战。第二章提出了两种方法来解决这个问题和提高效率。对于高压输入的情况，改变绕组的方法可以很好的改善系统的性能，但是需要附加，元器件，绕组和控制电路。非对称绕组方案是一种简单的解决方法，但是它仅仅适用于非对称半桥拓扑。还介绍了一些其他的问题，诸如不连续输出电流和不平衡应力。
为了跟上和向前发展这些电源趋势，高频率，高效率，以及好的封装形式是我们现在探索的一些方法。一种能兼顾高效率和高频率的拓扑是解决这些所有问题的关键。
利用第二章的技术，在正常工作情况下，电源的性能会得到改善。但是所有这些模型没有一个针对PWM变换的开关损耗。即使对零电压开关来讲，开通损耗会很小，但是关断损耗仍然限制了PWM变换频率的提高。
80年代，大家集中精力研究的谐振变换由于其开关损耗非常低，因而能够工作在高频状态。对于谐振
变换来讲，串联谐振（SRC），并联谐振（PRC），以及串并联谐振（SPRC，也叫LCC谐振）是三种主要的流行拓扑结构。这三种拓扑的分析和设计已经非常系统。下面将研究这三种拓扑在前端变换中的应用。
4．2 三种传统的拓扑结构
本部分将对三种传统的拓扑结构在前端DC/DC中的应用进行评估分析。主要目标是分析输入电压的变化对性能的影响。对每一种拓扑开关工作频率都设定在200KHz左右。
4．2．1 串联谐振变换
半桥串联谐振变换的电路图如Fig4.1.串联电路的直流特性如Fig4.2.谐振
电感和谐振电容为串联联结。它们组成一个串联谐振腔。串联谐振腔和负载是串联联结。从图中可以看到谐振腔和负载为电压分压的关系。通过改变输入谐振腔Va的频率来改变谐振腔的阻抗。这个阻抗将和负载一起分担输入电压。由于是一种串联方式分压，因而SRC电路的直流增益总是小于1。在谐振点，谐振腔的阻抗非常小，因而所有的输入电压将会降落在负载上。因此，对于谐振变换来讲，在谐振点时有最大的增益。
例：一个用于前端DC/DC变换的串联谐振参数如下：
变压器的匝比为：5：2
谐振电感为：37uH
谐振电容为：17nF.
按照上面的参数，Q值的范围为6（满载）到0 （空载）。该变换的工作区域如图Fig4.2的阴影部分。仿真波形如图Fig4.3. 从它的工作区以及仿真波形我们可以看出如下几点：下载翻译器英文翻中文
工作区处于谐振点fr的右半部分。这是由于这种变换对零电压开关有好处。当开关工作频率低于谐振频率时，将会工作在零电流工作状态.实际上遵循这样一个规律：当工作在直流增益曲线斜率为负的区域时，变换处于零电压开关工作模式。当工作在直流增益曲线些率为正的区域时，变换处于零电流工作模式。以上两种工作模式，对于开关Mosfet来讲，工作在零电压模式，损耗更小。
从工作区可以看出，在轻载情况下，为了稳定输出电压，开关频率需要上升到很高的频率。这是串联谐振非常大的一个问题。为了轻载时稳定输出电压，有一些其他的控制方法。
如果在Vin=300v时，系统工作在谐振点附近。那么，随着输入电压的升高，那么系统工作频率将会越来越高于谐振频率。随着，谐振频率的增加，谐振腔的阻抗也会随之增加。这就意味着越来越多的能量在谐振腔中循环，而不是传递到
副边输出.
从Fig4.3的仿真波形上，输入电压为300v时在谐振腔中流动的能量会比400V 时小很多。对于每个开关
周期，这些谐振能量在谐振腔中流动，最终回送到输入当中去。这些回送回去的能量越多，半导体器件承受的应力就会越大，那么在环路中损失的能量也就越多。而且，从这仿真波形中，我们还可以看出，在300输入时，mosfet 的关断电流也小很多。当输入电压增加到400v时，关断电流超过10A，他几乎接近PWM变换的最大电流。因此，关断损耗会很大。
从上面的分析中，可以看出，串联谐振（SRC）对于前端DC/DC变换来讲，并不是一个很好的选择。主要不利因素有：轻载调整率，高的谐振能量，以及高输入电压时的较大关断电流。
4.2.2并联谐振变换
并联谐振变换的原理图如图Fig4.4. 它的直流特性如图Fig4.5。对于并联谐振变换，其谐振腔仍然是串连的。叫并联谐振变换的原因是由于负载与谐振电容为并联联结。更准确地称呼这种变换是负载并联的串联谐振变换。由于变压器原边是一个电容，因而，在变压器副边加一个电感进行阻抗匹配。
例：设计的用于前端DC/DC 变换的并联谐振变换
变压器匝比：9：1
谐振电感：58uH
谐振电容：11.7nF
对于以上的参数，那么其Q值变化范围为3（满载）~∞（空载）。电路的工作区域为图中阴影部分，仿真波形如图Fig4.6.从工作区和方真波形，我们可以看出：
1，与串联谐振相似，工作区同样设置在谐振点的右边以获得零电压开关。
与串联谐振相比，工作区非常小。（这一点使得并联谐振）在轻载时，并不需要开关频率变化很大来获得输出电压的稳定。因而，对于并联谐振来讲并不存在轻载调整率的问题。
与串联谐振相同，在300V输入工作区靠近谐振频率点。与串联谐振相比，从仿真波形上可以看出，并联谐振腔循环能量大很多。我们还可以从流过Mosfet的看到，在300V输入时，串联谐振的关断电流比并联谐振的关断电流小很多。当输入电压增加到400V时，关断电流超将会过15A，他甚至比PWM变换的还高。
对于并联谐振，很大的一个问题就是即使在轻载时谐振腔中循环流动的能量也非常大。其原因就是，对于输入端来讲，由于负载与谐振电容并联，即使在没有负载条件下，也会存在一个非常小的串联谐振阻抗。因此，即使负载为零时，也会有一个非常高的谐振能量在循环流动。
从上面的分析我们也可以发现，并联谐振对于前端DC/DC变换来讲，也不是也个很好的选择。其中主要问题是：高的循环谐振能量；高输入电压条件时存在高的关断电流。
4．2．3 串并联谐振变换
串并联谐振变换的原理图如图Fig4.7. 串并联变换的直流特性如图Fig4.8.它的谐振腔由三个元器件组成：Lr,Cs 和Cp.串并联谐振腔可以看作是串联谐振和并联谐振的组合。与并联谐振相似，需要在副边加一个电感来进行阻抗匹配。对于串并联谐振来讲，他集合了串联谐振和并联谐振的优点。与并联谐振相比，负载与由Lr,Cs组成的串联谐振腔相串联，因此，循环能量会小很多。由于并联电容Cp，串并联谐振能够在轻载时稳定输出电压。
例：串并联谐振的前端DC/DC变换应用参数如下：
变压器匝比：6：1
谐振电感：72uH
串联谐振电容Cs:17.7nF
并联谐振电容 Cp:17.7nF
Q值变化范围：1（满载）到无穷（空载）
串并联谐振变换的直流特性及工作区如图Fig4.8, 仿真波形如图
Fig4.9.从工作区图，我们可以得出以下结论：
2，与串联谐振和并联谐振相似，工作点都选择在谐振点的右边以获得零电压开关条件。

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