三电平零序分量注入载波调制及中点电位控制
Three-Levei Carried Moduiation Based on Zero-Sequenee Voltage I z jection
and Control of Neutral Point Pote"tial
李党盈常亚婷(西安迅湃快速充电技术有限公司，陕西西安710119)
摘要：针对传统的矢量合成法空间矢量调制逻辑复杂、运算量大的问题，研究了一种基于零序分量注入的中点钳位型三电平拓扑载波调制策略。推导并总结了参考电压在整个矢量空间下的零序分量表达式。数值仿真结果表明，将零序分量与参考电压叠加，可以实现与常规合成法等效的空间矢量调制。以负载电流方向和正负小矢量作用机制为依据，通过正负小矢量作用时间的调节，控制流入和流出母线中点的电流，可实现正负母线电压的平衡控制。搭建了三电平整流器正负母线不平衡测试环境，通过实验验证了中点电位控制方法的正确性和有效性遥
关键词：三电平；载波调制；零序分量；中点电位控制
Abstract:A Carried modulation strategy of neural point clamped three-level topology based on zero sequence voltage injections studied"this paper.The general formula for calculating the zero sequence voltage of the reference voltage" different sectors and modulation ratios is derived.Numericai simulation r
esults show that superimposing the zero sequence voltage with the reference voltage can achieve space vector modulation equivalent to the conventional synthesis method. Based on the load current direction and the positive and negative small vector action mechanism,through the adjustment of the positive and negative small vector action time,the current flowing into and out of the neural point can be controiled.A three-level rectifier positive and negative bus unbalance test platform is built,a"d the correctness and effectiveness of the neutral point potential control algorithm are verified through experiments.
Keywords:Theree-LeveI|Carriea moauIation|Zero-sequence voItage|ControI of neural point potential
中点钳位型三电平变流拓扑具有功率器件电压du/dt小、损耗低、滤波系统体积小等优点，在光伏逆变器、大功率交流传动、有源电力滤波等产品上广泛应用［1］遥三电平变换器直流中点电位在正负母线功率不均衡等情况下会失去平衡性，导致功率管电压应力水平升高的风险。解决中点不平衡问题的硬件方案通常是在正负母线到中点之间加入平衡电路囱，这种方法会增加系统成本并引入了额外损耗；软件方案中，直接注入6倍次零序分量的方法被证明是有效的［3-4］，但是其计算量大，更适合较多电平数的变换器拓扑。因此，既可保留SVPWM(Spaca Vector Pulsa Width Modula)调制方式直流电压利用率高的优点，又可保持中点电压平衡的零序分量注入载波调制策略，得到了广泛研究［5-7］遥常规的矢量合成法需要经过大小扇区判断、合成矢量选取、作用时间计算、开关时序安排等步骤，过程中涉及较多
逻辑判断和数学运算，其实现过程较为复杂。
基于零序分量注入的三电平载波调制方法，通过与正弦波调制(SPWM,Sinusoidal PWM丿相同的自然采样法，得到三相调制波的占空比，然后叠加零序分量，可实现与常规合成法SVPWM完全等效调制效果冋。本文推导和总结了参考电压在不同幅值和相位下零序分量的计算公式遥零序分量仅由简单的代数方程组成，所需运算资源少。根据负载电流方向和小矢量形态对中点电流方向的作用，通过调节小矢量作用时间分配因子，构成了中点电位闭环控制。通过仿真和实验，验证了所提岀的载波调制方法和中点电压平衡控制的正确性有效性。
1三电平电路拓扑结构及空间电压矢量
T型三电平电路拓扑如图1所示。逆变器每一相由四个功率管组成，通过对功率管的开关控制，桥臂的输岀可分别与正母线、中点和负母线连接，并得到U dc/2、0和-1%三种电平状态，此处分别用P(Positive)、O
和N(Negative)来表示。
三相三电平拓扑的输岀电平
状态共有27种，可组成19种电
压矢量，其余8种为冗余矢量。根
据电压矢量模值的大小，可将所
有矢量分为四个类型。如图2，外
六边形的顶点，是模值为U dc的
大矢量；六个边的中点，是模值为
图1T字型中点钳位三电平
变换器拓扑
姨3U dc/2的中矢量；内六边形的六个顶点是模值为1/2的小矢量，由于每对矢量产生的模值和角度相同，称之为小矢量对；三个桥臂在同一时刻输岀的完全相同的电平状态，其模值为0，共有3个零矢量。
v,V.
图2
三电平变换器电压空间矢量图
2零序分量注入载波调制
2.1八段式SVPWM调制与扇区划分
空间矢量调制选择参考矢量所在的三角型区域的三个顶点所对应矢量作为合成矢量，通过引入冗余小矢
量，合成矢量总共有4个。基于三角载波的调制法，将合成矢量分为前后两次对称输岀，这便组成八段式单极性SVPWM调制。有文献提到了十段、十二段乃至十四段调制模式回。这些调制模式在一个计算周期内，桥臂输岀电平在P、O、N三个状态之间切换，因此属于双极性调制。双极性调制以提高开关率的方式，获得更好的谐波抑制效果。但是开关频率的提高也会导致热损耗的增加。同时，双极性调制模式复杂度较高，在数字控制芯片中较难实现，或者需要借助于外部可编程逻辑器件，增加了系统成本。这些缺点限制了八段以上的SVPWM实践应用中的应用。
根据合成矢量的选择规律，结合图2所示可以看岀，在小矢量相位前后30。范围内的参考矢量，其所处的三角区域，至少有一个顶点对应该小矢量。以小矢量的作用范围为依据，将三相调制电压相位进行扇区划分，其结果如图3所示。三相电压调制波以60。为一个扇区，被划分为6个扇区。参考矢量的扇区既可以通过参考电压的相位进行判断，也可以根据三相电压的正负关系查表选择，如表1所示。
图3参考电压相位及其扇区划分
2.2零序分量的计算
一个处于扇区1的参考电
压所在的相位如图3中的V ref所
示。将其在矢量图中标示，如图
4所示。根据三角顶点法，实现
SVPWM的合成矢量为大矢量
VMPNN)、中矢量V12(PON)和
小矢量对V°1(POO,ONN)。
对参考电压V ref进行SVP­
WM调制，计算其合成矢量的作
用时间及三相调制波占空比。使丿
图4参考电压矢量
行调制和发波，得到三相开关器件的动作时序如图5所示。所得八段式矢量作用次序依次为POO寅PON寅PNN寅ONN寅ONN寅PNN寅PON寅孕00遥此为首发正小矢量SVPWM的作用时序，如果用减-增形式的三角载波进行调制，其序列为首发负小矢量，但其所采用合成矢量类型和作用时间是不变的遥如图5，
合成目标电压矢量的三个合成矢量POO(ONN)、PNN、PON的作用时间分别为栽1、栽2、栽3，系数k为小矢量作用时间的分配系数。由已知的作用时间，可以求解到三相调制波的占空比V鄢、V；、V；的表达如式⑴所示:
V；=1-(1-k).T’/T
缮V；=-[T2+(1-k).TJ/T V；=k-T1/T-1(1)
图5同相层叠三角载波PWM开关时序
设V an'Vs'V cn为三相正弦参考给定电压信号的占空比。根据规则采样法，合成矢量的作用时间为：
t=(2+V cn-V an)・T
缮匚=(V”n-V ch)-T(2)
V严(V an-V b n-1)-T
将式(2冤中的T,、栽2、丁3代入式(1)，可以得到SVPWM的三相电压调制占空比：
V；越V an+V z
缮V；越V bn+V z(3)
V；=V cn+V z
其中V z表示零序分量，其表达式为：
V z=(k-1)・V cn-k・V an+2k-1(4)
由式(3)可以看岀，在SPWM计算岀的三相占空比结果上，通过叠加一定的零序分量，可实现与SVPWM完全等效的调制
效果。在分析不同相位和幅值参考电压零序分量计算过程的基
础上，总结通用零序分量表达式的计算步骤如下：
首先，根据判断参考电压相位或正负关系，判断其所在的扇区；其次，对三相参考电压按大小排序，得到最大电压V max、中间
电压V mi&和最小电压V mi&曰最后，分区讨论不同幅值下的零序分
量表达式。对处于1、3、5扇区的参考电压，当条件V max逸1+V m&
成立，则零序分量为：
V z=(k-1)-V m ia-k-V m ax+2k-1(5)
当条件V aax逸1+V mi&成立，零序分量为：
V z=(k-1)-V m ia-k.V m ip+k-1(6)
其他条件下，零序分量为：
V z=(k-1)-V m ax-k-V m id(7)
对处于2、4、6扇区的参考电压，当条件V mid逸1+V min成立，零序分量为：
V z=(k-1)-V m ia-k-V m ax+2k-1(8)
当条件V aax逸1+V mi&成立，零序分量为：
V z=(k-1)-V m ia-k-V m ax(9)
其他条件下，零序分量为：
V z=(k-1)-V m id-k-V m ia(10)
零序分量注入法载波调制原理如图6所示。电流控制环的输岀直流电压给定U p、U q变换为三相交流电压参考量；正负母
线电压U p 、U #经中点平衡控制，输岀小矢量调节因子k 遥所计算 的零序分量叠加到参考电压成为三相占空比，再经三角载波调
制，生成开关控制信号S a 、S b 、S c 驱动功率器件的开通和关断。本 文所研究的零序分量注入法载波调制原理清晰，计算量小，非适 合数字控制的设计和实现。
图6零序分量注入载波调制原理图
让,
■U
--;■'•
点衡制
叩屮控2.3调制模式的仿真研究
零序分量V z 随着参考信号的调制比和分配系数k 取值的
变化而呈现不同的形态。本文在MatLab/Simulink 软件平台上， 对三电平调制策略进行了仿真研究。根据上一小节总结岀的算
法，将零序分量叠加到三相参考波形，得到最终用于发波的调制 波形。图7所示为不同的调制比和不同的k 取值条件下仿真得 岀的调制波型。
图 7 调制波及零序分量
图7a 、7b 可见，当分配因子在0.5时，零序分量在正负两个 方向上是对称的，叠加到参考信号上得到的调制信号也是对称。 图7c 的分配因子设置为1，调制波在2仔/3的电角度内处于高 电平状态，图7d 的分配因子设置为0，调制波在2仔/3的电角 度内处于零电平状态，这意味着对应的功率管处于常开或常关
状态，PWM 调制方式进化为不连续调制模式(DPWM , Discon ­tinuous  PWM)。不连续调制模式可显著提升系统效率。本文不 对这种调制策略进行具体的论述，深入的分析请参阅相关文献
[10-11]。
3中点电位平衡控制
3.1 小矢量对中点电位的影响分析不同的矢量类型和三相电流方向对中点电压的影响是不一 样的遥大矢量和零矢量情况下，没有电流流过中性点，不会对母 线电容充电或放电，故中点电压不会变化；中矢量情况下，输岀 三相电流分别与直流母线的P 、N 、O 连接，中点电位的变化与O  点连接相的电流方向有关。
小矢量情况下, 中点电压的变化情况与开关模态和电流方
向都有关系。设桥臂电流流岀为正方向，以V o1小矢量POO  (ONN )对为例，若当前三相电流的方分别为正、负、负，在POO  模式下，母线中点有电流流入，中点电压升高，如图8a 所示；在
ONN 模式下，母线中点电流流岀，中点电压降低，如图8b 所示。
a  1*00 r  ；：. D  ONN  -iuT  " I
申
图8小矢量Vo 对中性点电压的影响分析
根据以上结论，正、负小矢量在相同的电流方向组合下，对
中点电压影响是相反的。因此，通过调节正负小矢量对的时间分 配系数k ，可以达到控制母线中点电压的目的。进一步观察发
现，电流方向的组合可以等效为某一相电流方向，该相可称为主
导相i #。以V o1小矢量对为例，实际上由A 相电流的方向决定母 线中点是充电或是放电。其他小矢量对也都有相应电流主导相。 中点电压的变化方向与小矢量对、 主导相电流方向的对应关系
如表 1 所示。
表1各区间小矢量与主导电流对中点的影响
i L.'IJ j  Id
T  7i  7i.
mi" ■■：&■： 1 2ii "v ：.i  [poq
±iz  ：7i.
i2-：y  i  f-.：j  ■v.,；呼门]
V.：. [ClPD] r.
斗
r  r
J
V.K  [OPP] -'u 5I ：'*：：-
J 1门门卩1
6
t  xr 5IIWI
3.2中点平衡控制策略
基于闭环控制的中点平衡控制策略原理如图9所示。控制
环路的给定为正母线电压U #，负母线电压位反馈量。其误差经 PI 调节后得到控制量k'。根据上节的讨论，时间分配系数对应 母线中点电压的变化关系，由扇区和主导电流方向共同决定。因
此需要通过查表确定方向系数d 的取值是1或是-1，再与控制 量相乘，然后进行限幅和偏置处理，得到时间分配系数k ，用于 零序分量的计算。相比于滞环型中点电位控制策略控制量的断 续输岀61圆暂，闭环控制策略可对中点电位进行连续调节，实现正负
母线电压的零静态直流误差。
力i"j 系
图9中点平衡控制原理图
4中点平衡控制实验研究
为验证中点平衡控制策略的正确性，在一台三电平整流器上
进行了实验研究。整流器核心控制芯片采用TMS320F2808DSP ,
控制和PWM 频率为8kHz ，额定交流电压为315V ，直流电压为 650V 遥
实验过程如下：首先启动整流器并加载至80kW ，然后接通 串联在负母线到中点之间的约1kW 功率电阻。实验所得正负母
线及交流电流波形如图10所示。为更清楚地观察正负母线的压
差，两组母线电压在示波器上加入了-300V 的偏置。
从图10a 可以看岀，负母线到零点的功率电阻投入之后，正
负母线电压岀现了 30V 以上的电压差。由于正负母线不平衡, 电流上产二次、四次等偶次谐波，电流总谐波畸变率达到
14.6%
。
一
.-.-
<
_
兰
_5
车
>
昌
匚
正丹娅呦圧-久锋线电压
til Ums林)
D$点杯半歯I.紀下的血k电沆
/Hz
b Ed i电溉谐俶甘析
图10母线中点不平衡实验波形
中点平衡控制得到的实验结果如图11所示。在中点平衡控制的作用下，正负母线电压完全平衡，交流电流谐波也大幅下降到3%以下，满足相关标准对并网设备电流谐波的要求[13]。
5结束语
本文研究了一种三电平拓扑基于零序分量注入的载波调制策略，推导和归纳了整个矢量空间上零序分量的计算公式。仿真结果表明，该策略可实现与传统合成法等效的空间矢量调制。分析了主导相电流与小矢量对母线中点电位的作用机制，通过调节正负小矢量的时间分配，实现了正负母线电压的闭环平衡控制。实验结果验证了中点电位控制方法的正确性和有效性。基于零序分量注入的三电平载波调制和母线平衡控制策略逻辑简单清晰，计算量小，易于数字实现，有较高的实用价值。
参考文献
[1]丁文鹏，洪乃刚•一种三电平逆变器参考电压矢量区域判断的新算法
[J]•安徽工业大学学报,2007,24(1)：72-75
[2]张韬，赵涛，徐友，等•基于Buck-Boost电路的三电平逆变器中点平
衡控制研究[J].电测与仪表,2017,54(19)：79-83
[3]王新宇，何英杰，刘进军•注人零序分量SPWM调制三电平逆变器直
流侧中点电压平衡控制机理[J].电工技术学报,2011,26(5):70-78 [4]Hirofumi Akagi,Ryota Kondo.A transformerless hybrid active
二
y=<
三
二
"
二
.~
->
二r•
二
a屮心屮葩打制I丸卜的电压电流
一
.=
二
■-
.-.
r-i—
Lu.,1..
(J2LKI30C)4(111S0070U8fj.i Mini|(XHi
丿/Hz
图11中点平衡控制实验波形
filter using a three-level pulse width modulation(PWM)con­verter for a medium-voltage motor drive[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(6):1365-1374
[5]刘建坤，张伦健，李晓迅•基于三电平的优化SPWM调制算法的研究
[J].电气传动,2013,43(2)：48-51
[6]陈兮，黄声华，李炳璋，等•一种零序注入的三电平中点钳位型变换器
中点电位平衡控制策略[J].电工技术学报,2019,34(2)：337-348 [7]谢路耀，金新民，吴学智，等•基于零序电压注入与调制波分解的三电
平脉宽调制策略[J].电工技术学报,2014,29(10)：27-37
[8]宋强，刘文华，陈华远•多电平逆变器载波调制与空间矢量调制的等
效关系[J].电力系统自动化,2004,28(14)：36-41
[9]宋文祥，陈国呈，武慧，等•一种具有中点电位平衡功能的三电平空间矢
量调制方法及其实现[J]•中国电机工程学报,2006,26(12)：95-100 [10]姜卫东，李来保，王金平，等•改进的中点钳位型三电平逆变器非连
续脉宽调制策略[J].电力系统自动化,2018,42(24)：127-144 [11]Chaturvedi T K,Jain S,Agarwai P.Reduced switching loss
pulse width modulation technique for three-level diode clamped inverter[J].IET Power EIectronicS|2011,4(4):393-399 [12]葛洪勇，胡冰，张利军，等•三电平NPC牵引变流器无传感器矢量控
制策略研究[J].微特电机,2020,48(7)：47-51
[13]国家能源局.NB/T32004-2018光伏并网逆变器技术规范[S]•北
京：中国电力出版社,2018
[收稿日期:2021.3.21]
(上接第137页)
测是否为电池导热模式；如果不是，则在桌面弹岀切换导热模式的提示框，提醒用户切换导热模式遥
4结束语
综上，在低温环境下，通过增加电池的环境温度，来增加电池的稳定性和容量(放电能力)，以增加加固电子设备续航能力，对热量进行合理的利用，提高能源利用率。此方法可以将设备自身产生的温度传导至电池，以增加电池的环境温度，从而增强稳定性和续航能力，无需再额外耗费电池的电量；热量传导模式只需拨动一个拨钮，操作简单；拨钮不被拨动时稳定性好，拨动时存在反馈力和声音，便于操作者判断是否到位；实时监测环境温度和电池温度，人机交互界面有模式切换提醒，确保产品的正常工作。
参考文献
注入[1]施瑞•加固计算机结构设计与热力分析[D].上海：上海工程技术大
学,2016
[2]刘有超•某无人机机载加固电子设备机箱结构设计[J]•机械与电子,
2017,35渊3)：55-57
[3]那健，李述君，杨会金•一种小型一体化全封闭加固机的结构设计
[J].舰船科学技术,2009,31(10)：80-82,89
[4]袁丽•小型加固机的热设计研究[J].机械与电子,2014(2)：39-42
[5]薛晨辉•大功率密封机箱的热设计[J].电子机械工程,2005(6)：4-
7,24
[收稿日期：2021.2.8
]

版权声明：本站内容均来自互联网，仅供演示用，请勿用于商业和其他非法用途。如果侵犯了您的权益请与我们联系QQ:729038198，我们将在24小时内删除。